Esse divisor de tensão de aperto para uma entrada de alta impedância é um projeto bom e robusto?

Eu tenho uma entrada CA da seguinte maneira:

1. Pode variar de ± 10V a pelo menos ± 500V continuamente.
2. Executa de aproximadamente 1 Hz a 1 kHz.
3. Precisa de> 100 kΩ de impedância, caso contrário, sua amplitude muda.
4. Ocasionalmente, pode ser desconectado e sujeitar o sistema a eventos ESD.

Quando a entrada está abaixo de 20V, preciso digitalizar a forma de onda com um ADC. Quando está acima de 20V, posso ignorá-lo como fora da faixa, mas meu sistema não precisa ser danificado.

Como meu ADC precisa de um sinal relativamente rígido, eu queria armazenar em buffer a entrada para estágios adicionais (naqueles, eu irei enviesá-lo, fixá-lo em 0V a 5V e alimentá-lo em um ADC).

Projetei o seguinte circuito para o meu estágio inicial de entrada para obter uma saída segura e forte que eu possa alimentar em outros estágios:

^{simular este circuito - esquemático criado usando o CircuitLab}

Meus objetivos são:

1. Garanta> 100 kΩ de impedância na fonte.
2. Altere uma entrada de ± 20V para aproximadamente uma saída de ± 1,66V.
3. Forneça uma saída rígida.
4. Manuseie com segurança entradas contínuas de alta tensão (pelo menos ± 500V).
5. Lide com eventos ESD sem descarregar muita corrente / tensão nos trilhos de ± 7,5V.

Aqui está o meu raciocínio para o meu projeto de circuito:

1. R1 e R2 formam um divisor de tensão, reduzindo a tensão em 12X.
2. O diodo TVS reage rapidamente para proteger contra eventos ESD na entrada, despejando-os no meu terreno forte, sem despejar nada nos meus trilhos (fracos) de ± 7,5V.
3. O diodo TVS também lida com sobretensão extrema (sustentada ± 500V), deslocando-se para o solo. Já passou de R1 para limitar a corrente nesses casos.
4. D1 e D2 fixam a tensão dividida em ± 8,5V, para que eu não precise de um capacitor de alta tensão para C1 ; estando após R1 , a corrente através deles também é limitada.
5. C1 desacopla o sinal de entrada. Será um eletrolítico bipolar. Ele precisa ter uma capacitância relativamente grande para permitir que os sinais de 1 Hz não sejam afetados: $$\frac{1}{2 \pi R_2 C_1} \ll 1 \text{ Hz}$$ $$C_1 \gg \frac{1}{2 \pi \times 1 \text{ Hz}\times220 \text{ k}\Omega} = 8 \mu\text{F}$$
6. R3 e C2 , com R3 = R1 , compensam o viés da corrente de entrada e compensam no amplificador operacional (em vez de apenas colocar a saída em curto na entrada negativa); também formam um filtro passa-baixo: $$f_c= \frac{1}{2 \pi R_3 C_2} = 36 \text{ kHz}$$

Esse circuito é ideal para meus objetivos? Posso esperar algum problema com isso? Há alguma melhoria que devo fazer ou existe uma maneira melhor de atingir meus objetivos?

EDIT 1

1. Eu originalmente disse que isso precisava lidar com ± 200V continuamente, mas acho que ± 500V é um alvo mais seguro.

2. Para que o diodo TVS funcione como está, o R1 precisa ser dividido em dois resistores, aqui R1a e R1b , conforme sugerido por @ jp314 :

^{simule este circuito}

EDIT 2

Aqui está um circuito revisado que incorpora as sugestões recebidas até agora:

1. Zeners na fonte de alimentação ( @Autistic ).
2. Resistores levando até eles ( @Spehro Pefhany ).
3. Diodos BAV199 rápidos ( @Master ; uma alternativa de menor vazamento ao BAV99 que @Spehro Pefhany sugeriu, embora com uma capacitância máxima de cerca de 2 pF em vez de 1,15 pF).
4. O diodo TVS na frente e atualizado para 500 V ( @Master ), portanto, ele lida apenas com eventos ESD, protegendo o R1 .
5. Falta de saída da saída do amplificador operacional para a entrada negativa ( @Spehro Pefhany e @Master ).
6. Diminuição de C1 para 10μF ( @Spehro Pefhany ); isso introduz uma queda de tensão de 0,3% em 1 Hz, que não é tão boa quanto a tampa original de 220μF, mas facilitará o fornecimento do capacitor.
7. Adicionado resistor de 1 kΩ R6 para limitar a corrente em OA1 ( @Autistic e @Master ).

^{simule este circuito}

O seu D1 e D2 sofrerá os surtos de entrada, não o TVS - divida os 220k para 200k + 20k e coloque a parte de 20k entre o TVS e os diodos.

Ou apenas use um zener de 4,7 V desse nó para o GND.

Você não precisa de R3 / C2. A entrada do amplificador operacional não inversor 'vê' R2 (20K) no caminho DC da corrente de polarização (não 220K); portanto, o deslocamento provavelmente será insignificante se você o substituir por um curto. Se você insiste em R3 / C2, veja abaixo o cálculo.

O 220K representa reatância capacitiva de 0.7uF a 1Hz, então eu acho que um capacitor cerâmico de 10uF pequeno e barato (e não com vazamento) será bom, adicionando, em quadratura, cerca de 7%, portanto, um efeito total inferior a 0,3% . No entanto, pode haver alguns efeitos por causa da fixação, portanto, é melhor investigar isso, dependendo de como exatamente você espera que ele se comporte . Ao prender, ele 'vê' os 20k em série com o grampo de baixa impedância; portanto, a constante de tempo é 11x mais curta.

O R1 é essencial para a confiabilidade - praticamente toda a tensão cai sobre ele - deve ser do tipo de alta tensão, classificada para suportar os transitórios que você espera, especialmente se essa tensão de entrada vier da rede elétrica, o que pode significar alguns kV. Vishay VR25 pode ser adequado (com chumbo). Não economize aqui. A menos que os últimos centavos sejam mais importantes que a confiabilidade, eu não sou muito fã do uso de vários resistores comuns para esse fim: uma peça com classificação adequada deve estar bem, a menos que você precise usar dois resistores com classificação adequada em série para obter ainda mais confiabilidade .

Eu perderia o TVS e consideraria a fixação diretamente com um shunt (como um par zener) ou diodos de comutação de baixa capacitância, como um par BAV99, para derivações pré-polarizadas, como Zeners ou TL431s (com resistências nos trilhos de alimentação). Este último terá muito menos capacitância do que usar zeners diretamente e, portanto, causará menos mudança de fase a 1kHz, se isso for importante para você. A corrente de aperto é inferior a 1mA a 200V, por isso não é muito cansativa, desde que o R1 se mantenha contra qualquer EMF a que esteja sujeito. Ambas as opções que sugeri podem prender facilmente 100mA, pelo menos por um breve período.

R3 / C2 realmente não forma um filtro passa-baixo - R3 e a capacitância de entrada do amplificador operacional forma um filtro passa-baixo, e C2 seria idealmente escolhido para ser muito maior, portanto, se a capacitância de entrada for 15pF, você poderá usar 1nF ou algo assim. Você só teria problemas com 20K sozinho se tivesse um amplificador operacional totalmente inapropriado (capaz de frequências muito altas) em que a mudança de fase resultante afetasse a estabilidade e, é claro, um curto não tivesse esse problema.

^{simular este circuito - esquemático criado usando o CircuitLab}

O P / N do OP AMP e os diodos nos esquemas não significam nada. Os diodos D3 D4 são uma junção BAV199 ou 2 Gate to Channel do jFET MMBF4117. OA1 é OPA365. C3 deve ser selecionado para fornecer frequência de passagem suficientemente baixa para o filtro em C3, R1 / 2.

R2 e R3 são de preferência resistores precisos de película fina ou mesmo duas partes de uma rede de resistores. Eles definem seu desvio zero.

O R5 deve ser classificado para tensão de 1 kV, você pode usar vários resistores 0603 em série.

E, para ser realmente seguro, você pode adicionar um resistor de 1 kOhm entre a entrada não inversora do OPA365 e o ponto médio do R1 R2. Ajuda a limitar a corrente de entrada se algo der muito errado.

O limitador de tensão de alta potência (como diodo TVS ou varistor) é de preferência conectado entre INPUT e GND. Sua tensão é de cerca de 600-800 V.

Que tipo de OPA você usa? Se for a entrada FET OP AMP (correntes de entrada abaixo de 100 pA), não será necessário R3 C2. Além disso, se você não se importa com o deslocamento DC, é muito melhor remover R3 C2.

Não vejo valor no diodo TVS 30 V. Concordo absolutamente com @Autistic. Você pode colocá-lo diretamente em paralelo à entrada (antes de R1) e mudar para o tipo 500-700 V. Sua função é: proteger o R1 e outros eletrônicos de picos realmente curtos acima de 800 V (não sei se o seu aplicativo pode entrar nesse tipo de problema).

O R1 deve ser classificado para 1000 V ou implementado como uma série de resistores 0603 ou maiores, levando em consideração os intervalos de isolamento.

Quanto ao grampo "real": a idéia de @Spehro Pefhany do BAV199 pré-polarizado (dois diodos de baixo vazamento em um pacote SOT) parece melhor. Eu não me importaria muito com as correntes nos trilhos de força: eles são limitados por 4 mA (800 V / 200 kOhms), provavelmente é menor que a corrente da fonte de alimentação de um AMP OP que você usa.

Por que não colocar R2 (acredito que seja um divisor de tensão) antes de C1 e usar resistor muito grande (1 MOhm) no lugar de R2 - isso permite que C1 seja tão pequeno quanto poucos uF.