TL; DR
Um circuito é apresentado com base em uma topologia de regulador, estável em qualquer carga capacitiva, que inclui um diodo em série com a corrente de saída. A tensão desenvolvida nesse diodo é nominalmente o log da corrente, o que permite que uma faixa muito ampla de corrente seja medida com uma única faixa de tensão. Excelente estabilidade dinâmica foi demonstrada em simulação.
Em corrente baixa, o circuito é barulhento e lento (sem grande surpresa). Os presentes resultados mostram cerca de +/- 5% de ruído eficaz em correntes baixas, para tempos de estabilização de 10uS para correntes de 1uA e acima, aumentando para 1 segundo o tempo de estabilização para correntes abaixo de 1nA.
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Eu suspeito que você não precisa de alta precisão. Você só pensa assim por causa da enorme variedade de nA a 500mA. Obviamente, +/- 1nA a 500mA exigiria precisão colossal. Eu suspeito que +/- 10% a 500mA simultaneamente com +/- 10% em alguns nA e um único intervalo para cobrir ambos sem alternar seria útil.
O pensamento inicial, que joguei como sugestão inicialmente, é mostrado na parte inferior do post para referência.
Infelizmente, tem uma falha fatal. Embora possa indicar 1nA bem o suficiente, à medida que a corrente aumenta repentinamente, a saída do opamp não se move inicialmente, devido à sua compensação interna e ao C1. Como resultado, a tensão de saída cai em mais de 1v (necessária para que a corrente flua através de Q1 e D1) por um momento, o que embaraçaria seriamente qualquer MCU sendo fornecido por essa linha.
A 'solução' é incorporar a capacitância de desacoplamento do trilho MCU na análise. No entanto, C extra na linha MCU provoca instabilidade, pois está em derivação com a entrada inversora de opamp, e praticamente não é compensável em uma ampla faixa que queremos.
Então, o próximo pensamento foi 'este é basicamente um amplificador de transimpedância, embora com um resistor de feedback muito não linear, como eles são estáveis?' Uma rápida pesquisa por aqueles me levou ao artigo de Bob Pease (RAP de Nat Semi, Bob Pease - deve ser lido por qualquer designer analógico. Se você não tirar mais nada dessa resposta, desenterre e leia algumas das coisas dele!)
Foi rapidamente aparente que a capacitância assumida no nó inversor do amplificador operacional, apesar de grande em comparação com o pF, era muito pequena em comparação aos 10uF que poderíamos encontrar em uma linha VCC, e o ajuste de alta velocidade assumia um resistor de feedback constante, portanto essa topologia não era inicial.
Então pensei: se não vamos escurecer o MCU quando a corrente mudar, ele deve se comportar como um regulador. Lembrei-me dos problemas de tântalo versus capacitor de saída de cerâmica dos LDOs. As arquiteturas que dependem da ESR de meio ohm de um tântalo para serem estáveis não são estáveis com a cerâmica. Quando a topologia é alterada para tolerar a ESR zero da cerâmica, eles podem tolerar qualquer valor grande acima do mínimo especificado.
Para lidar com um capacitor de saída grande, ele é projetado para ser o polo dominante, com uma fonte de corrente de saída transformando-o em um integrador, mantendo o restante da cadeia de controle com menos de 45 graus de mudança de fase. Depois que o flip é feito, o capacitor de saída pode ser de qualquer tamanho maior e o LDO continuará estável. O capacitor de saída do regulador fornece toda a retenção de tensão durante um evento de mudança de corrente.
Agora eu procurei por notas de aplicativos LDO. Este é o novo design como resultado. É amplamente semelhante ao original no conceito DC, mas é construído em torno do capacitor de saída e usa os truques empregados pelos LDOs projetados para cerâmica, para obter estabilidade suficiente.
Análise
Q2 é o dispositivo PNP de passagem em série, configurado com R2 para ser a saída atual. Esse tipo específico é de 1 Amp, 200 hfe 150, 50v, 400MHz pés, parte da classe de culinária que estava na biblioteca do LTSpice. I1 o direciona para 10 mA nominal, para reduzir o delta V necessário quando subitamente necessário aumentar a corrente de zero e fornecer um coletor de corrente substancial para lidar com uma redução repentina na saída de corrente.
D1 é nosso velho amigo, o elemento não linear através do qual a corrente de saída desenvolve a tensão do log. Eu usei 1n4148 como estava na biblioteca. Ele é acompanhado por R1, para definir a extremidade inferior da faixa de corrente (10mV para 1nA), D3 para capturar tensões reversas quando a corrente diminuir repentinamente, e C2, pois melhora a estabilidade e o excesso de saída. Observe que, se o 1N4148 for substituído por tipos 1n400x mais robustos, sua maior capacitância será completamente absorvida pelo C2, portanto, será modelada o suficiente para garantir a estabilidade.
Eu teria modelado um TL071. Tentei pela primeira vez um LTC1150 com um GBW de 1,5 MHz, mas lutava para obter uma estabilidade razoável. Eu então mudei para o LT1022 mostrado. Isso é um pouco mais rápido em 8MHz GBW, mas existem muitas partes muito mais rápidas por aí.
A rede ao redor inclui R3 para detectar 0v, C3 para estabilidade e R4 para adicionar um zero a C3, conforme sugerido nas notas do aplicativo LDO. Com esses valores, alcançados pelo hope'n'poke, já não é ruim. Tenho certeza de que poderia ser melhor com um pouco de análise adequada. Em vez de usar um amplificador estável de ganho de unidade ainda mais rápido, deve ser melhor usar um que seja descompensado.
Certamente parece estável o suficiente para o efeito. Qualquer pessoa que construa este circuito para usar com raiva pode encontrar mais parasitas não modelados que reduzam a estabilidade, mas eu sugiro que eles comecem com um amplificador ainda mais rápido para dar mais espaço para os cotovelos.
I2 fornece o carregamento atual dependente do tempo para a demonstração. Como você pode ver na sequência de parâmetros, ele está girando de 100pA a 100mA com tempo de espera de 100nS (alterando a corrente em um ciclo de 10MHz) e retornando novamente. O diodo D2 fornece uma maneira conveniente para a simulação mostrar a corrente do log e não faz parte do circuito de destino.
Ao fazer simulações, prefiro ter toda a 'ação' em torno de 0v, portanto, para os trilhos de -5, 0v e + 5v mostrados aqui, leia 0v, + 5v e + 10v respectivamente para a aplicação do OP.
Este é o gráfico transitório geral
O valor DC inicial da tensão de saída é de 0,5mV para 100pA, e quando eu passo de 1nA, é de cerca de 5mV, então temos uma discriminação sensível no nível e abaixo de 1nA.
Há uma pequena superação do valor da medição quando a corrente aumenta.
A rotação atinge os limites do diodo quando a corrente diminui. Há também uma cauda de leitura de 20mS ao mudar de 100mA para 100pA, não sei como melhorar isso, talvez alguém tenha uma sugestão. A cauda ainda está presente ao mudar para 10nA, mas ao mudar para 100nA ou mais, a cauda está ausente. Para esta aplicação, eu imagino que tudo bem.
Nas próximas três parcelas, examinamos a estabilidade da tensão do trilho de saída, que é muito importante.
No aumento de 100pA para 100mA
O transiente ferroviário em andamento é de apenas 12mV e o ritmo morto. Você não encontrará muitos LDOs comerciais oferecendo esse tipo de desempenho para uma mudança atual tão violenta.
e no caminho de volta para 100pA
Sem o D3 para fornecer condução reversa, o Vmeas oscilaria para o trilho -ve por um tempo, em vez de para -0,6v.
O transiente de trilho descendente também é limitado a 12mV. Você pode ver a redução na taxa limitada, resultante do coletor de corrente I1.
Não vou dizer que é uma prova de princípio, mas acho que é uma prova muito boa de plausibilidade. A simulação inclui muitos parasitas, Q2 Miller C, a compensação do opamp, e com o desempenho rival de um LDO, acho que é uma boa base para começar a desenvolver algo que pode alimentar um MCU, em diferentes correntes, lendo em um grande número alcance.
Isso mostra Vmeas como a saída. Conforme indicado no post original, a precisão térmica será aprimorada se for medida em relação a outro diodo na mesma temperatura. Vmeas é uma saída de baixa impedância, portanto, isso é muito direto com um simples amplificador diferencial.
Como antes, a substituição de R1 por um resistor de valor mais baixo proporcionará uma saída de faixa linear mais precisa, para tensões para as quais D1 não está conduzindo.
Problemas de ruído
Agora que um circuito estável foi desenvolvido, podemos começar a observar o ruído. O gráfico a seguir mostra o ganho da entrada do amplificador operacional, com um capacitor de 1nF instalado em C2. As curvas cobrem 100pA a 100mA. As curvas 100pA e 1nA são indistinguíveis em azul brilhante e muito próximas da curva 10nA vermelha. 1uA é rosa, 1mA é azul escuro, a curva de 100mA é mais baixa que roxa.
O uso da simulação .noise do LTSpice e o .measure para integrar o ruído de saída em uma largura de banda de 10mHz a 10MHz, usando um capacitor de 33nF para C2, resultaram em um ruído de 2mV rms relativamente constante para as correntes de 1nA a 100uA, com o ruído caindo à medida que as correntes aumentavam. para cerca de 100uV rms a 100mA.
A penalidade do aumento do valor de C3 foi aumentada no tempo de estabilização após uma redução gradual da corrente. O tempo para atingir 1mV do valor final foi de aproximadamente 10mS a 1uA, 60mS a 100nA, 500mS a 10nA e 900mS a 1nA.
O presente amplificador operacional, LT1022, reivindica vários 10s de nV a 1kHz. O artigo do amplificador de transimpedância de Bob Pease mencionado anteriormente sugere que 3nV é viável com uma entrada FET de baixa corrente, usando FETs discretos de baixo ruído como parte frontal de um amplificador composto. O uso de um opamp melhorado deve reduzir os níveis de ruído em uma ordem de magnitude.
Esta é a sugestão original, para referência.
simular este circuito - esquemático criado usando o CircuitLab
O opamp servo a corrente através de Q1 e D1 para manter a tensão de saída em 5v, para que seu MCU esteja sempre vendo sua tensão operacional correta.
A tensão que você mede entre os dois diodos é proporcional ao log da razão entre a corrente D1 e a corrente D2. Embora você possa trabalhar apenas com a tensão em D1, isso depende da temperatura. Este método usa D2 para compensar essa dependência.