Considerações de roteamento para um conversor Buck

Estou procurando criar um conversor buck de saída ajustável com os seguintes requisitos:

• Saída 1.25-15V
• Entrada 20-24V
• Corrente máxima 5A (com limite)
• Ondulação máxima de saída 100mV (preferível, mas menos crucial)
• Área PCB de 50x50mm

Usando o IC LM5085: datasheet , acredito que tenho um design que funcione. O design pelo qual optei é o esquema da "aplicação típica" na pg1 da folha de dados, com a adição de um resistor sensor: estou bastante confiante com minha escolha de valores para os componentes apenas seguindo as equações em toda a folha de dados (nota:$C_{OUT1}$ e $C_{OUT2}$ não têm valores mostrados, pois estão lá para as necessidades de quaisquer projetos futuros com restrições de pacotes de capacitores diferentes).

NOTA : Eu não incluí o cálculo dos valores dos componentes porque esse não era o escopo da pergunta, mas os valores podem ser vistos no diagrama esquemático. Se por algum motivo eles forem necessários, posso fornecer uma edição com todo o meu trabalho.

Minha primeira pergunta é sobre $R_{adj}$, como mostrado no exemplo de projeto na pág. 18-19 da folha de dados, o deslocamento do comparador de limite de corrente e a tolerância do coletor de pinos ADJ podem fazer com que o valor limite de corrente real esteja em algum lugar em uma faixa bastante grande. Existe algum problema se eu sair$R_{adj1}$ como um circuito aberto, conecte uma carga de saída que atrairá ~ 6A e depois ajuste o valor do trimpot $R_{adj2}$ até que a corrente seja limitada a 5A?

O restante das minhas perguntas é sobre o layout do quadro. Este é o meu primeiro PCB com frequências mais altas e correntes maiores, então espero ter muito o que aprender. Usando o exemplo de layout na página 23, este guia , bem como outras perguntas postadas sobre roteamento com altas frequências, altas correntes e roteamento em torno de indutores, tenho este entendimento:

1. Deve minimizar o loop1: $D_1->L_1->C_{out}->D_1$
2. Deve minimizar o loop2: $C_{in}->R_{sns}->Q_1->L_1->C_{out}->C_{in}$
3. Conexão de $R_{sns}$ para o pino ISEN deve ser conexão Kelvin
4. Evite todos os traços e vazamentos que correm sob o indutor, sempre que possível, para minimizar o ruído / corrente induzidos
5. Os vestígios de transporte de alta corrente devem ser espessos e curtos
6. Mantenha o rastreamento de feedback longe do indutor e de outros traços barulhentos
7. Evite usar vias sempre que possível para sinais de comutação altos

Com tudo isso em mente, minha primeira tentativa é mostrada abaixo. Vale ressaltar que a freqüência máxima de comutação (ocorrendo em$V_{out}=max$) é de aproximadamente 420kHz. Para referência, a espessura dos traços é: N $ 6 é 1,68 mm (provavelmente será mais espessa, pois há muito espaço), o VOUT que vai para o terminal de saída J4 é de 3 mm e os pequenos traços de sinal são de 0,254 mm. O uso da calculadora de largura de rastreamento on-line fornece um aumento de temperatura de ~ 23 ° C nos traços de 1,68 mm.

Este não é o design mais recente, ele é deixado aqui para contar histórias, consulte EDITAR Mostrando o tamanho dos loops:

As principais preocupações que tenho são:

• Essas espessuras de traço estão no estádio certo?
• Minimizei os loops da melhor maneira possível, mas se for um trabalho ruim, avise-me
• As duas vias sob o LM 5085 são necessárias para conectar o terminal de entrada J3 ao derramamento GND da camada superior. A única maneira que vejo para evitar isso seria, em vez disso, usar vias no rastreamento FB (vindo de CFF para o LM5085) para permitir que um rastreamento da camada superior seja executado do J3 ao plano de terra da camada superior. Eu não optei por isso no layout atual porque é necessário que o rastreamento do FB precise ser mantido longe do ruído. A Figura 7-c no guia de layout acima mencionado aqui, no entanto, faz uso de vias, então talvez essa seja uma possibilidade? Qual deve ser minha prioridade aqui? conexão direta FB em uma camada ou terra de conexão ao terminal de entrada sem vias?
• O sinal de porta também contém 2 vias para permitir que o plano de aterramento atinja os capacitores de entrada e o diodo, a alternativa seria tê-lo apenas como um rastreio da camada superior e usar uma via para conectar os capacitores à camada inferior de derramamento de GND. O que é pior para o desempenho aqui? conectar tampas de entrada ao GND por via / s ou ter duas vias em um sinal operando a 420kHz?
• Se há algo mais que eu tenha esquecido ou que poderia melhorar?

Eu sei que essa foi uma leitura demorada, então muito obrigado por qualquer ajuda e sugestões. Estarei postando os resultados quando o dinheiro estiver pronto e testado!

EDIT 1

Depois de examinar o layout do quadro de avaliação vinculado, refiz o quadro, tentando fazer apenas os ajustes necessários: O diagrama esquemático original foi atualizado para uma nova configuração, agora estou usando a configuração "nível de ondulação reduzido".

Alterações de componentes:

• $C_{out}$ agora são de cerâmica
• O indutor agora é SMD e tamanho de embalagem menor
• Trimpot obsoleto eliminado ($R_{FB1}$)
• Valores para $C_{in}$ alterado, agora inclui limite de desvio
• Pacote Q1 para to220 alterado para permitir melhor dissipação de calor (compartilhado por D1)

Endereçamento @Ali Chen Re: "qual é o objetivo do projeto? Para 1,25V, haverá um ótimo ideal para a saída de 15V"

O objetivo é criar um SMPS que possa operar de maneira semelhante a um suprimento de bancada, mas que possa ser incluído em um projeto maior. Você está certo de que o conjunto mais ótimo de valores de componentes será diferente para diferentes saídas, mas para o meu objetivo é suficiente que o projeto funcione, não é minha prioridade obter máxima eficiência / ondulação mínima da saída, etc.

Minha linha de pensamento para os valores dos componentes (e, por favor, corrija-me se isso estiver errado) foi usar o Excel para fornecer índices acima do intervalo de saída de 1,25-15V ($V_{o(ripp)}, V_{FB(ripp)}, I_{L(ripp)}$ etc.) comparando-os com os requisitos dos reguladores (por exemplo, $V_{FB(ripp)} > 25mV$) para encontrar valores de componentes que funcionariam para todas as saídas.

Gostaria de receber feedback sobre esse novo design, minhas novas preocupações são:

• As conexões Kelvin estão $R_{sns}$ aceitável?
• Térmicas vs sem térmicas? o layout no painel de avaliação não usa térmicas, usei-as para a maioria das conexões. Isso ficará bem, já que a combinação de todos os traços que entram no bloco pode lidar com a corrente?
• Quaisquer outros pensamentos?

EDIT 2

Seguindo o conselho de @winny, reduzi o tamanho do layout montando D1 e Q1 consecutivamente. Também foi sugerido que o Cin se aproximasse do primeiro trimestre, então tentei isso. Cin1 é a posição original do eletrolítico conforme regida pelo layout da placa de avaliação . Cin4 é a minha tentativa de aproximá-lo, esta é uma posição melhor para ele? Ou seu terminal terrestre agora está localizado muito longe dos loops? Por fim, questionou-se a eficácia do uso de um eletro em frequências de até 420kHz. Esta placa possui uma saída de 1,25 a 15V, o que significa que sua frequência estará em algum lugar na faixa de 40-420kHz, por isso espero que o eletro ajude a reduzir a ondulação nas saídas mais baixas. (Também considerando o ajuste da faixa de frequência para 20-200kHz)

Sua pergunta é extremamente vaga, e é provavelmente por isso que ninguém a respondeu.

Então, eu presumo que você pretende que sua pergunta seja mais ou menos essas duas perguntas específicas:

1. Funcionará?

Não, não vai funcionar, por razões irrelevantes para o seu layout.

Você caiu na armadilha compreensivelmente comum de confundir 'ajustável' como 'variável / variável'. Um regulador de saída ajustável significa que, em vez de uma tensão de saída fixa, você pode ajustar a tensão de saída fixa que ele irá regular. Não há implicações de que funcione bem, ou mesmo em uma aplicação de tensão de saída variável . A variação, é claro, significa que a tensão de saída regulada variará durante a operação. Todos os meios ajustáveis ​​são que você pode ajustar uma saída fixa. Ainda está consertado durante a operação. É por isso que todos os exemplos na folha de dados, assim como na placa de avaliação, têm saídas fixas.

Agora, o termo 'ajustável' também não implica que ele não possa ser usado em um aplicativo de saída variável. Mas é importante entender que, se uma peça é ajustável, não há razão para pensar que você pode variar a saída durante a operação ou que a peça foi projetada ou projetada para isso. Você deve determinar isso em uma base por parte.

Você selecionou um controlador histerético constante no prazo (COT), que é uma boa escolha para uma saída variável, mas esta parte não foi projetada com isso em mente. Os controladores COT são extremamente sensíveis ao ruído no caminho de feedback. Normalmente, um COT projetado para saída variável terá um pino de controle dedicado que não estará diretamente no caminho de feedback, mitigando muita dessa sensibilidade (os meios específicos dependem da peça). Não existe esse pino no LM5085.

Isso importa porque um controlador COT quase certamente NÃO tolerará ter um limpador de carbono barulhento literalmente raspando, mecanicamente, juntamente com mais carbono com qualquer detrito de dedo e restos de gato (ou o que seja) que tenham funcionado nas superfícies do limpador. Um controlador histerético é, no fundo, um oscilador comparador, tornando-o um ganho extremamente alto e efetuado por ruídos que nem se registrariam em um amplificador de erro em modo de corrente mais comum. Provavelmente nem toleraria um potenciômetro sentado ali, sem ser ajustado durante a operação. Se você o afastar o suficiente para não acoplar capacitivamente ou absorventemente (como uma antena) ao seu nó do comutador, seus rastreamentos serão longos demais de qualquer maneira e estarão atuando como maravilhosas antenas de captação auto-EMI.

Se você deseja variar a saída deste controlador, deve fazê-lo sem material eletromecânico barulhento (não são permitidas peças móveis!) Ou variando a resistência real do caminho de realimentação. Você precisará usar a injeção de corrente, provavelmente com um DAC de saída de corrente. Sim, isso é uma tarefa difícil. Não, não há maneira de contornar isso. É isso ou escolheu um controlador PWM de modo atual mais tradicional.

Vale ressaltar que a injeção de corrente não é específica dos COTs, mas pode ser usada como um método muito eficaz, confiável e de baixo ruído para variar QUALQUER voltagem de saída do controlador, por ser linear, PWM, histerético etc. É bastante universal.

E, isso é realmente uma sorte hilariante, há realmente um post no TI que demonstra exatamente o que eu descrevi com a sua parte exata! Yay!

Segunda questão:

2. Que diretrizes você deve seguir ao criar um conversor buck?

Então, você se preocupa principalmente com as coisas erradas, ou se preocupa muito com coisas que não importam muito e se preocupa muito pouco com as coisas que importam.

Primeiro, algumas notas rápidas:

1. 5A não é realmente uma corrente alta e sua corrente de saída não indica muito sobre as correntes que ocorrerão em um circuito. Em um conversor buck, geralmente haverá muitas vezes a corrente de saída que ocorre em determinadas áreas.

2. Nada no seu quadro é de alta frequência / alta frequência. A alta frequência, no contexto do layout, começa nas centenas de megahertz e acima. Nada medido em kilohertz está dentro de duas ordens de magnitude de alta frequência.

3. Acho que você está confundindo o toque induzido por dV / dT e sua frequência de comutação. Quando várias notas de aplicativos de layout para comutadores falam sobre altas frequências, isso não tem nada a ver com a sua frequência de comutação. De fato, o mesmo conversor em 400KHz tocará nas mesmas frequências que em 40KHz.

O EMI / ruído de alta frequência discutido depende do tempo de subida, dV / dT, de seus comutadores (MOSFET e diodo, no seu caso) e das indutâncias e capacitâncias parasitas envolvidas no nó do comutador. Lembre-se, você tem capacitância parasita de tudo para tudo (se houver um dielétrico / isolador no meio) e qualquer coisa condutora também é um indutor. O que você ganha se tiver um capacitor ou indutor em série, ou em paralelo, ou apenas se olhando engraçado? Sim, você recebe um tanque ressonante de LC. Normalmente, a capacitância parasita é muito pequena para importar, mas a capacitância de entrada do seu MOSFET, bem como os capacitores de entrada que despejam dezenas de amplificadores diretamente através do MOSFET no nó do seu switch que se conecta a um condutor do indutor ... definitivamente importa. E eles'

Na maioria das vezes, eles passam despercebidos porque é preciso um golpe tremendamente rápido para tocar um sino. Infelizmente, nosso MOSFET é praticamente ideal para tocar este sino e convencê-lo a tocar. Quanto mais rápido o tempo de subida, mais alta e alta frequência do anel. Você pode ativá-lo 40.000 vezes por segundo ou 400.000 vezes por segundo, mas é ativado com a mesma rapidez e dificuldade a cada vez, não importa quantas vezes você gire o comutador por segundo. É isso que quero dizer com a frequência da sua troca não ser relevante.

Em um conversor buck, sua principal preocupação é a entrada , não a saída. Acima de tudo, você deseja colocar seus capacitores de entrada o mais próximo possível do interruptor do lado alto e do lado inferior. Este é o seu nó de comutação. Aquele que toca. E o mais próximo possível significa o mais próximo possível. 1 nanohenry fará uma diferença significativa. Sim, 1 nanohenry. Todo milímetro é importante.

Você também deseja que o aterramento de seus capacitores de saída seja o mais próximo possível do aterramento de seus capacitores de entrada. Mas isso é secundário, e algo a ser otimizado sem nunca comprometer a proximidade dos capacitores de entrada aos seus comutadores. Os conversores Buck operam sugando enormes, mas breves, goles de corrente na entrada, que precede a rampa de corrente indutiva mais lenta que compõe um ciclo de nossa corrente de ondulação.

Então, é claro que essas peças do TO-220 precisam ir. Esse chumbo e o fio de ligação provavelmente adicionam 5 nanohenries sozinhos! Você precisa de um bom pacote de montagem em superfície com indutâncias de dreno / fonte medidas em centenas de picoenries. Não é um TO-220 volumoso que também poderia ser um arranha-céu com a altura e a distância que fica nesses trilhos. Milímetros desperdiçados.

Ah, e os únicos capacitores importantes são as suas cerâmicas. Os eletrolíticos têm ESL demais, são totalmente resistivos a 100KHz ou 150KHz se você usar tipos de alta frequência e só podem filtrar a corrente de ondulação, mesmo que a frequência seja baixa o suficiente. Lembra o quão rápido e difícil o MOSFET é ativado? Os eletrolíticos são totalmente incapazes de descarregar a carga nos tempos de subida em nanossegundos que o comutador exige. A indutância deles impede isso; portanto, embora eles nem sequer tenham liberado o primeiro par de carga de suas placas, esse comutador diminuiu sua tensão (sem buffer capacitivo capaz de reagir) e sua oscilação de comutação disparou todos eles de volta para o que está sendo alimentado seu conversor DC / DC. Em baixas frequências, haverá esses harmônicos de alta frequência que passarão direto pelos eletrolíticos efetivamente não atenuados.

Os eletrolíticos devem suavizar a queda de baixa frequência e fornecer um grande desacoplamento a granel, mas são inúteis em qualquer lugar próximo ao seu circuito de comutação primário e, mesmo em frequências mais baixas, ainda devem ter um capacitor de cerâmica à sua frente, mais próximo ao seu nó de comutação.

A cerâmica é a única coisa que tem capacitância, no que diz respeito ao ruído com o qual você precisa se preocupar (pelo menos em um comutador).

Agora, nenhuma dessas coisas necessariamente impedirá o funcionamento do seu circuito. E este não é um guia completo ou detalhado, mas, novamente, estou respondendo a uma pergunta vaga e, portanto, só posso dar respostas vagas. Espero que isso lhe dê uma imagem melhor do que está acontecendo, pelo menos, e deve servir como um bom ponto de partida para continuar aprendendo.

Posso editar essa pergunta mais tarde e adicionar uma lista mais exaustiva, mas preciso ir para a cama por enquanto. Desculpa!